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全數字單相三電平整流器控制電路設計
摘要：三電平整流器由于其獨特的優(yōu)點，受到了越來越多的重視。介紹了三電平橋式整流器的工作原理，并用數字信號處理器對其控制系統(tǒng)進行了實現，說明了全數字控制系統(tǒng)的硬件設計和軟件設計的方法。仿真和實驗結果驗證了理論研究的結果。關鍵詞：數字信號處理器；三電平；PWM整流器；功率因數校正
引言
三電平（ThreeLevel，TL）整流器是一種可用于高壓大功率的PWM整流器，具有功率因數接近1，且開關電壓應力比兩電平減小一半的優(yōu)點。文獻[1]及[2]提到一種三電平Boost電路，用于對整流橋進行功率因數校正，但由于二極管整流電路的不可逆性，無法實現功率流的雙向流動。文獻[3]，[4]及[5]提到了幾種三電平PWM整流器，盡管實現了三電平，但開關管上電壓應力減少一半的優(yōu)點沒有實現。三電平整流器盡管比兩電平整流器開關數量多，控制復雜，但?具有兩電平整流器所不具備的特點：
1）電平數的增加使之具有更小的直流側電壓脈動和更佳的動態(tài)性能，在開關頻率很低時，如300～500Hz就能滿足對電流諧波的要求；
2）電平數的增加也使電源側電流比兩電平中的電流更接近正弦，且隨著電平數的增加，正弦性越好，功率因數更高；
3）開關的增加也有利于降低開關管上的電壓壓應力，提高裝置工作的穩(wěn)定性，適用于對電壓要求較高的場合。
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1 TL整流器工作原理
TL整流器主電路如圖1所示，由8個開關管V11～V42組成三電平橋式電路。假定u1=u2=ud/2，則每只開關管將承擔直流側電壓的一半。
以左半橋臂為例，1態(tài)時，當電流is為正值時，電流從A點流經VD11及VD12到輸出端；當is為負值時，電流從A點流經V11及V12到輸出端，因此，無論is為何值，均有uAG=uCG=＋ud/2，D1防止了電容C1被V11(VD11)短接。同理，在0態(tài)時，有uAG=0；在－1態(tài)時，有uAG=uDG=－ud/2，D2防止了電容C2被V22(VD22)短接。
右半橋臂原理類似，因此A及B端電壓波形如圖2所示，從而在交流側電壓uAB上產生五個電平：＋ud，＋ud/2，0，－ud/2，－ud。
每個半橋均有三種工作狀態(tài)，整個TL橋共有32=9個狀態(tài)。分別如下：
狀態(tài)0(1,1)開關管V11，V12，V31，V32開通，變換器交流側電壓uAB等于0，電容通過直流側負載放電，線路電流is的大小隨主電路電壓us的變化而增加或減小。
狀態(tài)1(1,0)開關管V11，V12，V32，V41開通，交流側輸入電壓uAB等于ud/2，輸入端電感電壓等于us－u1。電容C1電壓被正向(或反向)電流充電(u1<us，或放電us<u1)，C2通過直流側負載放電。
狀態(tài)2(1,－1)開關管V11，V12，V41，V42開通，輸入電壓uAB=ud，正向(或反向)電流對電容C1及C2充電(或放電)，由于輸入電感電壓反向，電流is逐漸減小。
狀態(tài)3(0,1)開關管V12，V21，V31，V32開通，交流側輸入電壓uAB等于－ud/2，輸入電感上電壓等于us＋u1。電容電壓被正向(或反向)電流充電(或放電)。
狀態(tài)4(0,0)開關管V12，V21，V32，V41開通，輸入端電壓為0，電容通過直流側負載放電，線路電流is的大小隨主電路電壓us的變化而增加或減小。
狀態(tài)5(0,－1)開關管V12，V21，V41，V42開通，交流側電壓為ud/2，正向(或反向)電流對電容C2充電(或放電)，電容C1通過負載電流放電。
狀態(tài)6(－1,1)開關管V21，V22，V31，V32開通，uAB=－ud，正向(或反向)線電流對兩個電容C1及C2充電(或放電)，由于升壓電感電壓正向，線電流將逐漸增加。
狀態(tài)7(－1,0)開關管V21，V22，V32，V41開通，交流側電壓電平為－ud/2，正向(或反向)電流對電容C2充電(或放電)，電容C1通過負載電流放電。
狀態(tài)8(－1,－1)開關管V21，V22，V41，V42開通，輸入端電壓為0，升壓電感電壓等于us，兩個電容C1及C2均通過負載電流放電。電流is根據電壓us的變化而增加(或減小)。
2 硬件電路設計
從圖2可以看出，在輸入電壓頻率恒定的情況下，要在變換器交流側產生一個三電平電壓波形，輸入電壓一個周期內應定義兩個操作范圍：區(qū)域1和區(qū)域2，如圖3所示。
在區(qū)域1，電壓大于－ud/2，并且小于ud/2，在電壓uAB上產生三個電平：－ud/2，0，ud/2。同理，在區(qū)域2，電壓絕對值大于ud/2，并小于直流側電壓ud，在電壓正半周期(或負半周期)上產生兩個電平：ud/2和ud(或－ud/2和－ud)。相應電平的工作區(qū)域如表1所列。
表1 相應電平的工作區(qū)域
工作區(qū)域
1
2
1
2
us>0
us<0
us>0
us<0
高電平
ud/2
0
ud
－ud/2
低電平
0
－ud/2
ud/2
－ud
為方便控制，這里定義兩個控制變量SA及SB，其中
根據表1可以設計一個開關查詢表，如表2所列，將其存儲在DSP中，當進行實時控制時，便可根據輸入電壓、電流信號，從表中查詢所需采取的開關策略。
表2 查詢表
SA
SB
V11
V12
V21
V22
V31
V32
V41
V42
uAB
1
1
1
1
0
0
1
1
0
0
0
1
0
1
1
0
0
0
1
1
0
ud/2
1
－1
1
1
0
0
0
0
1
1
ud
0
1
0
1
1
0
1
1
0
0
－ud/2
0
0
0
1
1
0
0
1
1
0
0
0
－1
0
1
1
0
0
0
1
1
ud/2
－1
1
0
0
1
1
1
1
0
0
－ud
－1
0
0
0
1
1
0
1
1
0
－ud/2
－1
－1
0
0
1
1
0
0
1
1
0
整個控制系統(tǒng)以一片DSP為核心，控制框圖如圖4所示。
鎖相環(huán)電路產生一個與電源電壓同相位的單位正弦波形，ud的采樣信號通過低速電壓外環(huán)調節(jié)器進行調節(jié)，電流is的采樣信號通過高速電流內環(huán)G1進行調節(jié)，電容C1端直流電壓u1與電容C2端直流電壓u2分別通過兩個PI調節(jié)器進行調節(jié)，補償環(huán)G2用于補償兩只電容電壓的不平衡。
檢測的線電流命令is與參考電流is＊比較，產生的電流誤差信號送至電流內環(huán)G1，以跟蹤電源電流變化，產生的線電流波形將與主電壓同相位。
3 軟件設計
系統(tǒng)采用兩個通用定時器GPT1及GPT2來產生周期性的CPU中斷，其中GPT1用于PWM信號產生、ADC采樣和高頻電流環(huán)控制(20kHz)，GPT2用于低頻電壓環(huán)的控制(10kHz)，兩者均采用連續(xù)升/降計數模式。低速電壓環(huán)的采樣時間為100μs，高速電流環(huán)采樣時間為50μs。中斷屏蔽寄存器IMR，EVIMRA和EVIMRB使GPT1在下降沿和特定周期產生中斷，GPT2則僅在下降沿產生中斷。
整個程序分為主程序模塊、初始化模塊、電流控制環(huán)計算模塊、電壓控制環(huán)計算模塊、PWM信號產生模塊等五大部份。程序流程如圖5所示。
4 仿真結果及實驗
仿真參數如下：輸入電壓us交流220V，50Hz，輸出功率1kW，開關管GTO，開關頻率500Hz。整流狀態(tài)和逆變狀態(tài)下電源電壓us、電源電流is、交流側電壓uAB波形分別如圖6及圖7所示。實驗結果也證實了設計的正確性，在采用GTO管、開關頻率較低（500Hz）時，輸入側電流波形仍然非常接近正弦，裝置得到了接近1的功率因數，同時開關上的電壓應力減少了一半。
5 結語
采用全數字控制的三電平PWM整流器將控制系統(tǒng)外圍電路減至最少，在較低成本下可以獲得很高的性能。基于DSP的三電平整流器比傳統(tǒng)功率因數校正電路動態(tài)性能更好，在較低的開關頻率下就可以獲得比較好的正弦化電流波形，并可用于GTO等開關器件。如用于高壓、大功率三相電路、VVVF電源、電機控制等領域，該方案優(yōu)越性更明顯。
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