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最小化熱插拔控制電路的短路電流脈沖
由于內(nèi)部斷路器延遲和有限的MOSFET柵極下拉電流，大部分熱插拔控制器在發(fā)生輸出短路故障的最初10ms到50ms之間沒(méi)有限流控制。這可能造成上百安培的瞬態(tài)電流。利用一個(gè)簡(jiǎn)單的外部電路可以解決這個(gè)問(wèn)題，它將初始短路尖峰電流降至最小，并在200ns到500ns以?xún)?nèi)消除短路故障（斷開(kāi)電源和短路負(fù)載）。一個(gè)典型的+12V、6A的熱插拔控制電路（圖1）包括門(mén)限分別為50mV和200mV的慢速和快速比較器。選用6mW的檢流電阻，則慢速比較器在8.3A產(chǎn)生故障觸發(fā)，進(jìn)行過(guò)流保護(hù)；而快速比較器的觸發(fā)點(diǎn)為33.3A，主要進(jìn)行短路保護(hù)。
發(fā)生短路故障時(shí)，快速比較器自身延遲和完成對(duì)M1柵極電容放電，完全切斷短路負(fù)載需要30ms的時(shí)間，在此期間，短路尖峰電流僅僅受電路阻抗的限制。在圖1所示的短路測(cè)試波形中，記錄下來(lái)的短路尖峰電流為400A（加在Rs上的峰值電壓達(dá)到2.4V），在28ms后短路電流降至100A。
通過(guò)增加一個(gè)pnp達(dá)林頓晶體管可加速柵極放電，從而使短路瞬態(tài)過(guò)程縮短到0.5ms以?xún)?nèi)(圖2)。在MOSFET開(kāi)啟階段，D1保證了正常的柵極充電驅(qū)動(dòng)過(guò)程。關(guān)斷時(shí)，熱插拔控制器的3mA柵極放電電流改為直接驅(qū)動(dòng)Q1的基極。Q1快速響應(yīng)，在￡100ns的時(shí)間里完成對(duì)MOSFET柵極的放電。這樣，發(fā)生短路時(shí)的瞬態(tài)大電流過(guò)程就被大大縮短，略大于快速比較器350ns的延遲時(shí)間。
圖2和圖3中明顯的反向過(guò)沖和快速電流爬升是由檢流電阻的寄生電感引起的。圖3中的三角波振蕩是由示波器的接地引線(xiàn)認(rèn)為引入的干擾成份。
圖3所示電路可以將短路尖峰電流控制在大約100A以下，瞬態(tài)過(guò)程限制在<200ns。當(dāng)Rs上的電壓降達(dá)到大約600mV時(shí)，pnp晶體管Q1a就會(huì)被觸發(fā)，驅(qū)動(dòng)npn晶體管Q1b加快M1柵極電容的放電，從而關(guān)斷M1。檢流電阻的寄生電感引起的陡峭的電壓波形對(duì)pnp晶體管的快速觸發(fā)也有一定幫助。
M1柵源之間的電容C2可以減小輸出短路時(shí)作用在柵極上的正向瞬態(tài)階躍電壓。齊納二極管D1通過(guò)將VGS限制在MAX4272所能輸出的最大值（7V）以下降低了ID(ON)。雖然D1在偏置電流為5mA時(shí)的穩(wěn)壓標(biāo)稱(chēng)值為5.1V，但在本電路中，因?yàn)镸AX4272僅能輸出100mA的柵極充電電流（這里是齊納二極管的正向偏置電流），D1將把VGS限制在大約3.4V左右。VGS受到限制后即可降低ID(ON)-在某種程度上RD(ON)會(huì)增大一點(diǎn)-這意味著可以更快地關(guān)斷M1。D1和C2也可以用在圖1和圖2中的電路以降低短路時(shí)的ID(ON)，
在負(fù)載發(fā)生短路故障時(shí)，上述兩個(gè)電路都可以通過(guò)限制能量釋放來(lái)保護(hù)背板供電電源。圖2所示簡(jiǎn)單電路能夠?qū)⒍搪匪矐B(tài)過(guò)程縮短到500ns以?xún)?nèi)，而圖3所示略微復(fù)雜的電路可將短路電流控制在100A以?xún)?nèi)，瞬態(tài)過(guò)程小于200ns。這兩種電路適用于絕大部分熱插拔控制電路。具體測(cè)試結(jié)果可能會(huì)有一些差異，主要取決于背板電源內(nèi)阻，短路故障負(fù)載阻抗以及短路故障負(fù)載本身的特性和故障發(fā)生時(shí)間。
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