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雙管反激變換器研究分析
摘要：研究了基于峰值電流模式的雙管反激變換器,分析了它的工作原理,說明了它在高壓輸入場合的優點。關鍵詞：反激變換器；峰值電流控制；雙管反激
引言
反激變換電路由于具有拓撲簡單，輸入輸出電氣隔離,升/降壓范圍廣，多路輸出負載自動均衡等優點，而廣泛用于多路輸出機內電源中。在反激變換器中，變壓器起著電感和變壓器的雙重作用，由于變壓器磁芯處于直流偏磁狀態，為防磁飽和要加入氣隙，漏感較大。當功率管關斷時，會產生很高的關斷電壓尖峰，導致開關管的電壓應力大，有可能損壞功率管；導通時，電感電流變化率大[1][2]。因此在很多情況下，必須在功率管兩端加吸收電路。
雙管反激變換電路，在功率管關斷時，由于變壓器漏感電流流過續流二極管反饋給電源的嵌位作用，而使功率管的電壓應力和輸入電壓相等。可見在高壓輸入場合雙管反激電路有其特有的優點[3]。
圖1
1 電路分析
電路圖如圖1所示。在穩態工作條件下，為了簡化分析，假設所有開關器件都是理想的；漏感Lr遠小于勵磁電感Lm；L2為變壓器副邊等效電感；電路工作在CCM模式。
電路共有4個工作模式，工作過程如圖2所示。
——模式1[t0－t1]在S1和S2開通后的t0時刻，輸入直流電壓Uin作用于Lr和Lm上，D1和D2關斷，漏感電流iLr線性上升，則有
iLr(t)=iLr(t0)＋[Uin/Lr+Lm](t－t0) （1）
D1和D2承受反壓為Uin，而D3承受反壓為Uo＋(N2/N1)Uin，iL2=0，由濾波電容C向負載供電。
在t1時刻漏感電流iLr為
iLr（t1）=iLr(t0)＋[Uin/(Lr+Lm)](t1－t0) （2）
——模式2[t1－t2]在t1時刻關斷S1和S2，由于電感電流不能突變，感應電勢反向，D1和D2導通鉗位使S1和S2承受正壓為Uin；同時D3導通，副邊電流iL2形成。原邊電流iLr線性下降，即
在t2時刻原邊電流
iL2(t2)=(N1/N2[iLr(t1)]-(N1Uo/N2Lm)(t2-t1)]=0 （5）
——模式3[t2－t3]在t2時刻D1和D2中的電流和漏感電流iLr下降到0，iL2達到最大。此后iL2線性下降，
iL2(t)=iL2(t2)－(UO/L2)(t－t2) （6）
在t3時刻
iL2(t3)=iL2(t2)－(UO/L2)(t3－t2) （7）
在此階段D1和D2承受反壓為，S1和S2承受正壓為。
——模式4[t3－t4]在t3時刻開通S1和S2，輸入電壓Uin直接作用于Lr和Lm上，漏感電流iLr從0開始線性上升，
iLr(t)=(Uin+(N1/N2)/Lr)(t－t3) （8）
此時D3仍導通，給電容C充電和向負載供電，iL2(t)以更大的斜率線性下降，為漏感電流iLr減去勵磁電感Lm上電流。
iL2(t)=N1/N2[ils(t)-(N1/N2
)/LmUo(t-t3)] （9）
iLr(t)=[Uin+(N1/N2)Uo]/Lr（t－t3） （10）
在t4時刻D1和D2反壓由上升到Uin，iLr(t)上升到勵磁電流iLm,iL2(t)=0，D3反偏，開始新的PWM周期。
由上述分析可知，雙管反激變換器具有以下優點：
——續流二極管將漏感能量回饋給電源；
——有效抑制關斷電壓尖峰，使開關管電壓應力為輸入電壓；
——不需要額外的吸收電路。
圖3
2 控制系統結構
采用峰值電流控制模式，如圖3所示。由于引入電流反饋,使系統性能具有明顯的優點[3]：
——具有良好的線性調整率，反應速度快；
——消除輸出濾波電感帶來的極點，使二階系統變為一階系統，穩定性好；
——固有逐個脈沖電流限制,簡化了過載保護和短路保護。
電流型也有缺點，在占空比>50％時，必須進行電流斜坡補償,否則系統不穩定[1]。本文采用控制芯片UC3844[4]，占空比<50％。
圖4
3 實驗結果
利用以上分析結果,設計了一臺機內穩壓電源。輸入360～450V；輸出＋15V(1A)，－15V(0.2A)，
＋25V(0.2A)3路，＋25V(0.4A)；開關工作頻率為100kHz，最大占空比Dmax=0.45；功率45W。變壓器用鐵氧體R2KBD，罐型GU30，按反激變壓器設計原則設計[1]。主要波形如圖4所示。
從圖中可以看出功率管的電壓應力等于輸入電壓，續流二極管兩端電壓和分析結果也相同。可見雙管反激拓撲在高壓輸入場合有其獨特優越性。圖4（d）中，原邊電流有尖峰是由于副邊整流二極管反向恢復造成。
4 結語
原理分析和實驗結果的一致性，表明雙管反激變換器特別適用于高壓輸入場合，它減少了器件的電壓應力，為功率管的選取和保護創造了有利條件，增加了系統的可靠性。因此，適于應用于高壓輸入的中小功率場合。
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