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一種簡單有效的限流保護電路
摘要：提出了一種簡單有效的限流保護電路，論述了該保護電路應用于寬范圍輸入正激變換器和寬范圍輸入反激變換器時工作狀況的區別，并給出了一個適用于寬范圍輸入反激變換器的補償電路。最后的實驗結果驗證了限流保護電路及補償電路的工作原理及其有效性。關鍵詞：過流保護；正激；反激
引言
過流保護電路是電源產品中不可缺少的一個組成部分，根據其控制方法大致可以分為關斷方式和限流方式。限流方式由于其具有電流下垂特性，故障解除后開關電源能自動恢復工作，因此，得到比較廣泛的應用。
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限流保護電路首先要有一個電流取樣環節，目前，一般的做法是串聯一個小電阻或者是用霍爾元件來獲得電流信號。當取樣電流比較小的時候，這兩種取樣方法都是可取的。但當取樣電流比較大時，電阻取樣會有較大的損耗，降低了變換器的效率，而霍爾元件取樣其體積比較大，且價格昂貴，對整個電源的成本也是個問題。
基于以上考慮，本文提出一種簡單有效的限流保護電路，克服了以上兩種方式取樣大電流時的缺點。它適用于正激、反激等各種變換器，而且成本也比較低。
1 限流保護電路工作原理
圖1中虛線框外的電路是普通的峰值電流方式的PWM控制電路，利用電流互感器取樣峰值電流。圖中所示的PWM芯片是ST公司生產的L5991[1]。虛線框內是本文所提出的限流保護電路。它利用峰值電流控制中的電流信號作為輸入信號，通過一個由D1，R1，C1組成的峰值保持電路和由運放組成的PI環節得到一個誤差信號，在變換器的輸出電流超過限定值的時候，該誤差信號就會控制PWM芯片的占空比，從而使輸出電流保持在限定值。由于D2存在，當輸出電流低于限流值時，該部分電路對占空比的控制不起作用。
下面以正激變換器為例，闡述限流保護電路的工作原理。
正激變換器如圖2所示。設圖1中A點電壓為va，B點電壓為vb，C點電壓為vc，圖2中流過開關管的電流為is，電感電流為iL，輸出電流為io。電流取樣變壓器原邊電流，即流過開關管的電流is。并作以下假定：
1）二極管D1的導通壓降是VD1并保持不變；
2）R1在實際電路中的作用是與C1組成RC吸收網絡吸收尖峰，這里假定為零；
3）正激變換器電感L電感量較大，電路工作在CCM模式且電感電流波動較小。
則正激變換器限流保護電路的理論工作波形如圖3所示。其一個開關周期可以分為3個工作階段。
階段1（t0－t1）t0時刻vg>0，開關管S及二極管DR1導通，iL線性上升，所以，原邊電流is也線性上升，va也隨之上升，此時間段va－vb<VD1，二極管D1處于關斷狀態，vb通過R3放電，呈下降趨勢。
階段2（t1－t2）t1時刻va－vb>VD1，二極管D1開始導通，vb隨著va線性上升。
階段3（t2－t3）t2時刻vg=0，S關斷，is=0，則va=0，二極管D1關斷，vb通過R3放電，直到下一周期的到來。
從圖3中可以看到vb是一個波動的電壓，但是在實際電路中，由于圖1中時間常數R3C1取得比較大，vb的波動很小，可以近似為一個直流電壓。
根據假定3)，電感電流的波動較小，即va的斜率比較小，另外VD1較小(是因為流過二極管的電流很小，實驗中采用1N5819實測值為200mV左右)，則vb的值近似地等于vaD(va在DT時間內的平均值)。從圖3中可以看到VaD與輸出電流io成正比，也即vb近似與輸出電流io成正比，假定vb=Kio，K為常數。
我們知道，當限流保護電路工作并達到穩定狀態時，vb=vc=vref=Kio，此時輸出電流io即為限流保護值。因此，通過改變參考電壓Vref即可改變限流保護值。
2 限流保護點補償電路
在輸出電壓一定，輸入電壓為寬范圍時，由于占空比隨著輸入電壓的變化而變化，應用于不同的拓撲，限流保護電路的工作情況會有所不同，下面以正激和反激式變換器為例進行理論分析。
在分析之前先作一個假定：由前面分析已經知道vb的值近似等于vaD，在此令vb=vaD，并且在以下的波形圖中都以直流電壓出現。
2.1 正激變換器
根據限流保護電路的工作原理及以上假定，則有
vb=vaD=isDn2R=ilon2R/n1=ion2R/n1 （1）
io=n1vb/n2R （2）
式中：isD為is在DT時間內的平均值；n1為變壓器原副邊匝數比；
n2為電流互感器原副邊匝數比；
iLo為電感電流一個周期內的平均值。
當限流保護電路工作并達到穩定狀態時，vb=vc=Vref，io即為限流保護值iomax。則
iomax=n1Vref/n2R （3）
從式（3）中可以看到，n1，n2，R為常數，在Vref一定的條件下，iomax是個恒定值，并不隨輸入電壓的變化而變化。
2.2 反激變換器
反激變換器如圖4所示，同樣有
vb=vaD=isDn2R=iLon2R=(iDD'n2R)/n1=(ion2R)/n1D' （4）
io=(D'n1vb)/n2R=[(1-D)n1vb]/n2R （5）
式中：iLo為電感電流一個周期內的平均值（反激變換器的電感即變壓器原邊勵磁電感）；
iDD′為流過副邊二極管D的電流iD在(1－D)T時間內的平均值。
又有Vout=VinD/n1(1-D) （6）
推出D=n1Vout/(n1Vout+Vin)（7）
將式（7）代入式（5）得
io=[1-(n1Vout/n1Vout+Vin)n1vb]/n2R （8）
當限流保護電路工作并達到穩定狀態時，vb=vc=Vref，io即為限流保護值iomax。則
iomax=[1-(n1Vout/n1Vout+Vin)n1Vref]/n2R（9）
從式（9）中可以看到，n1，n2，R為常數，在Vout及Vref一定的條件下，iomax隨著Vin的增大而增大。
比較式（1）和式（4）可以發現：在vb一定時（即限流保護電路工作并達到穩定狀態時參考電壓Vref一定），不管是正激變換器還是反激變換器，電感電流平均值iLo都不隨輸入電壓的變化而變化。造成兩者區別的關鍵在于：正激變換器的輸出電流是連續的而反激變換器的輸出電流是斷續的。對于正激變換器來說io=iLo，而對于反激變換器來說io=n1（1－D）iLo。由于在輸出電壓一定時，占空比D會隨著輸入電壓的變化而變化，因此，反激變換器的限流值將會隨著輸入電壓的變化而變化。
圖5和圖6分別給出了假定io不變時，不同輸入電壓正激變換器和反激變換器限流保護電路的理論波形，圖中輸入電壓Vin2>Vin1。
根據以上分析可知，當參考電壓恒定時，正激變換器限流值也是恒定的，跟輸入電壓沒有關系。這里需要指出的是：以上的理論分析是基于vb=vaD的假定，當輸入電壓變化時，vb=vaD的近似程度也會不同，所以，實際上正激變換器限流值
也會隨著輸入電壓的變化而變化，只是波動很小，這個在之后的實驗結果中可以看到。
反激變換器限流值隨著輸入電壓的變化而有較大變化，因此，需要采用一定的措施來進行補償，使限流值的變化在可以接受的范圍之內。從式（9）中可知限流值隨著輸入電壓的增大而增大，也即假定限流值不變的話，vb隨著輸入電壓的增大而減少。因此，需要對vb作一定的補償，補償電壓應隨著輸入電壓的增大而增大，從而來抵消vb的變化。用輸入電壓來作為補償信號是一種可以選用的方法。輸入電壓通過一個電阻接到圖1的C點，如圖4虛線所示，此時限流保護電路工作并達到穩定狀態時，vc不再等于vb，而是
vc=vb＋[(vin-vb)R2]/(R2+R4)
vc的第一部分vb隨著Vin的增大而減小，而第二部分隨著Vin的增大而增大，從而達到抵消的目的。R4的取值理論上可以根據最大輸入電壓和最小輸入電壓時vc相等來求得（R2取值已定的情況下），再在具體實驗中進行微調，以求得到最小的限流值變化范圍。
3 實驗結果
一個帶有本文所提出的限流保護電路的正激變換器，和一個帶有限流保護電路和補償電路的反激變換器驗證了上述的理論結果，其電路參數如表1所列。
表1 電路參數
變換器
Forward
Flyback
輸入電壓/V
9～15
9～15
輸出電壓/V
24
5
輸出功率/W
240
35
工作頻率/kHz
100
100
圖7給出的是輸入電壓12V，電路滿載工作時的限流保護電路工作波形，從圖中可以看到，它的實際電路波形跟理論波形是一致的。
圖8及圖9分別給出了輸入電壓分別為9V，12V，15V，電路滿載工作時正激變換器和反激變換器限流保護電路va的波形，與圖5和圖6的理論波形也是一致的。
圖10則給出了正激，反激補償前和反激補償后實測限流值隨輸入電壓變化的曲線。正激變換器限流值隨著輸入電壓變化基本不變，而反激變換器限流值在補償前隨輸入電壓的變化有較大的波動。但是，在加了補償電路之后反激變換器限流值的穩定性有了明顯的改善，證明了該補償電路的有效性。
4 結語
本文提出的限流保護電路具有簡單有效的特點，克服了電路工作電流比較大時電阻取樣消耗功率大和霍爾元件取樣體積大，成本高的缺點。
本文分析了該限流保護電路應用于正激和反激變換器時的工作情況，并且提出了應用于寬范圍反激變換器時的一個簡單有效的補償電路。對于別的拓撲需不需要附加補償電路，讀者可根據輸出電流是連續還是斷續自行分析。
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